高頻開關電源變壓器設計方法有多種，可根據情況選擇。一般從計算原邊圈數開始，除了按最大占空比和正常的直流電壓vs來計算原邊線圈之外，正激變換器與反激變換器設計思路非常相似，一般前者原邊匝數多近I倍。按上述方法設計的理由是，副邊繞組都有一個電感器，當有突變負載時，輸出電流的變化率受到限制。為了補償這個缺陷，控制線路應能把占空比調到最大。在這種瞬變條件下，高的原邊電壓和最大導通脈寬同時加上，盡管時間很短，如果變壓器設計沒有考慮這種情況，也會引起磁飽和。

控制電路設計為:在最大輸入電壓時，限制控制電路的脈寬和變化的速率，這樣可防止兩個參數同時在最大值。上面說過能量再生繞組的必要性，說明正激變換器的鐵芯有殘存能量是不好的。為了確保磁通在反激期間恢復到低的剩磁水平，并考慮偶而出現的較大磁密不致出現磁芯飽和，加一很小氣隙是必要的。下面舉例說明變壓器設計方法，一般有兩種方法。

一、方法一
例1:設計電壓在110/220V(可換檔輸人)，工作頻率32kHz，輸出5V/1OA和士12V/2A的
正激變換器的變壓器并計算晶體管等的額定值。
(1)根據輸出功率選擇磁芯
PO二5×10+12×2+12×2=98(W)
考慮6%的余量。
98×1.06=104瓦，選擇一個傳遞功率為106瓦的鐵芯，參見圖1一8選鐵芯E42一15。鐵
芯有效截面積Ae= 181(mm2)o

(2)選擇最佳磁感應強度

為避免鐵芯飽和，總損失最小(鐵損與銅損相等)可利用圖2一3選擇工作磁感應強度變化值。圖2一3左下角B=f(t)圖可知這是推挽運行用圖。在傳遞功率為106瓦頻率32kHz時，最佳(有最小損耗)磁感應強度單向擺幅值Bopt .- 150 (mT)。說明推挽工作時，2 x 150二300(mT)有最小損耗。為了有最大效率，單端正激變換器磁感應強度峰值變化也應選300(mT)。但是考慮到單端正激變換器只使用到BH特性的第一象限，如圖2- 4(b)，為了避免飽和，為剩磁的存在、高溫效應，瞬變情況等留一些安全裕量是必要的。本例選擇磁感應強度峰值的75%，即AB二225 (mT)。這種小于最佳磁感應強度值的設計法，叫“飽和限制法”。用此法設計的變壓器參數，鐵損略低于銅損。

(3)計算原邊繞組匝數

(4)計算副邊繞組匝數

利用式(2.2.3),需考慮市電11OV下波動的情況，設向下波動為一20%，則:Vs(min)二IlOxO.8x 1.3×1.9=217.4(V);輸出電壓vo需考慮整流二極管和繞組的壓降，設在IOA時為+20%，則5V的繞組直流電壓為V =5x 1.2=6V; 1 12V的輸出電流小，設壓降為+8%，則12V的繞組直流電壓為:Vol:二12×08=13(V)。一12V的繞組亦選12匝。

(5)功率晶體管的選擇

①電流額定值

通常在最大原邊電流條件下，選擇有較大電流增益和較好飽和特性的管子作為功率開關晶體管。

當最小線電壓輸人時:V5(IIV II)二217.4(V)效率稍低，設為1=75%則輸人功率考慮磁化電流和紋波電流的斜率，k應有10%的裕度瓦=I .2×1 .1=1 .32(A)為了可靠并考慮調整電感量大小時電流不可避免的失控，實際選定管子電流容量至少是兩倍于此值。

②電壓額定值

設市電電壓向上波動18 %, 110V倍壓整流上限值為:vs=llOx2x 1 .18x拒==367(V)由于能量再生繞組工作時晶體管承受兩倍vs值。同時，由于漏電感的緣故，一般會在電壓最高值上出現一個尖峰值，此值隨工藝水平差而增加，一般按電源電壓vs的10%考慮。故:

Vie=2Vs+0.1Vs=2.1vs

(2 .2.7)

Vice=2.1×367=770(V)

尚須設計正確的基極驅動波形以及緩沖器網絡，使集電極電流在高電壓Vc。出現之前，Ic已降到零，否則有二次擊穿(雙極型晶體管)的可能。有關基極驅動和緩沖器網絡參見第一篇第四章有關內容。

(6)輸出端電容的選擇

正激變換器輸出電容，比反激變換器的相對小一些。因為它的選擇主要是按它可提供輸出紋波電壓而非紋波電流。然而，若系統的電感很小(快速反應系統即此)則紋波電流的要求仍是選擇電容的主要考慮。

電鍍電源在電容選定后，尚應考慮負載突然轉變為零時電感器中儲能使電容電壓上沖，并校驗引起的過電壓是否在允許值之內。過電壓值的計算可用下面簡單的方法。圖2一5示出正激變換器副邊電路及電壓響應曲線。設有載時電壓為Vo，電感L流過電流為IL，儲有告LI L 2的能量;電容電壓為Vo，儲有告CV02的能量。若R>Ro，當S開關打開(卸載)時，電感保持電流不變，即向電容充電，充電經t=T1后電壓達VIP。此時Vcp相應能量將是開關S打開前L,C的儲能之和。